Hogyan működnek a Buck-Boost áramkörök

Mindannyian sokat hallottunk a buck és boost áramkörökről, és tudjuk, hogy alapvetően ezeket az áramköröket alkalmazzák az SMPS konstrukciókban egy adott feszültség növelésére vagy csökkentésére a bemeneten. A technológia érdekessége, hogy a fenti funkciókat elhanyagolható hőtermeléssel teszi lehetővé, ami rendkívül hatékony átalakításokat eredményez.

Mi a Buck-Boost, hogyan működik

Tanuljuk meg az első szakaszban a koncepciót anélkül, hogy sok technikát igényelnénk, így könnyebb lesz megérteni, hogy mi is pontosan a buck boost koncepció még egy újonc számára is.

A buck, boost és buck-boost nevű három alapvető topológia közül a harmadik népszerűbb, mivel lehetővé teszi mindkét funkció (buck boost) használatát egyetlen konfiguráción keresztül, csupán a bemeneti impulzusok megváltoztatásával.

A buck-boost topológiában elsődlegesen van egy elektronikus kapcsoló komponensünk, amely lehet tranzisztor vagy mosfet formájában. Ezt az alkatrészt egy integrált oszcillátor áramkör pulzáló jelével kapcsolják át.

A fenti kapcsolóelemen kívül az áramkör fő alkotórészei egy induktor, egy dióda és egy kondenzátor.

Mindezek a részek olyan formában vannak elrendezve, amely a következő ábrán látható:

A fenti buck boost diagramra hivatkozva a mosfet az a rész, amely befogadja azokat az impulzusokat, amelyek két feltételre kényszerítik működését: BE és KI állapotban.

BE állapotban a bemeneti áram tiszta utat kap a mosfeten keresztül, és azonnal megpróbálja átjutni az induktoron, mivel a dióda fordított torzított állapotban van.

Az induktor a benne rejlő tulajdonság miatt megpróbálja korlátozni az áram hirtelen bekövetkezését, és egy kompenzáló válaszban bizonyos mennyiségű áramot tárol benne.

Amint a mosfet kikapcsol, az OFF állapotba kerül, blokkolva a bemeneti áram átjárását.

Az induktor ismét képtelen megbirkózni ezzel a hirtelen áramváltással egy adott nagyságról nullára, és ennek kompenzálására adott válaszként az áramkör kimenetén lévő diódán keresztül visszarúgja tárolt áramát.

A folyamat során az áram a kondenzátorban is tárolódik.

A mosfet következő ON állapotában a ciklust a fentiek szerint megismételjük, azonban az induktivitásból elérhető áram hiányában a kondenzátor a tárolt energiát a kimenetbe juttatja, ami segít a kimenet optimális szinten tartásában.

Kíváncsi lehet, hogy mely tényező dönti el a BUCK vagy a BOOST eredményeket a kimeneten? Ez meglehetősen egyszerű, attól függ, hogy a mosfet meddig maradhat ON vagy OFF állapotban.

A mosfets ON idejének növekedésével az áramkör átalakul Boost átalakítóvá, miközben a mosfets OFF ideje meghaladja az ON idejét, az áramkör pedig úgy viselkedik, mint egy Buck konverter.

Így a mosfet bemenetét egy optimalizált PWM áramkörön keresztül lehet elvégezni, hogy ugyanazon az áramkörön átmenjen a szükséges átmenetek.

A Buck / Boost topológia technikásabb vizsgálata az SMPS áramkörökben:

Amint azt a fenti szakaszban kifejtettük, a kapcsolóüzemű tápegységeknél általánosan használt három alapvető topológia a bak, a boost és a buck booster.

Ezek alapvetően nem elszigeteltek, amelyekben a bemeneti teljesítményfokozat közös alapot képvisel a kimeneti teljesítményszakasszal. Természetesen izolált változatokat is találhatunk, bár elég ritkák.

A fent említett három topológia egyedülállóan megkülönböztethető azok kizárólagos tulajdonságaitól függően. A tulajdonságok azonosíthatók az állandó állapotú feszültség-átalakítási arányok, a bemeneti és kimeneti áramok jellege, valamint a kimeneti feszültség hullámosságának jellege szerint is.

Ezenkívül az üzemi ciklusnak a kimeneti feszültség végrehajtására adott frekvencia-válasza az egyik fontos tulajdonságnak tekinthető.

A fent említett három topológia közül a buck-boost topológia a legelőnyösebb, mert lehetővé teszi a kimenet számára a bemeneti feszültségnél kisebb feszültséget (buck mód), és a bemeneti feszültség feletti feszültséget is (boost mód).

A kimeneti feszültség azonban mindig a bemenettel ellentétes polaritással nyerhető el, ami semmilyen problémát nem okoz.

A Buck Booster átalakítóra alkalmazott bemeneti áram a társított főkapcsoló (Q1) kapcsolása miatt lüktető áram alakja.

Itt az áram minden impulzusciklus alatt nulláról l-re vált. Ugyanez vonatkozik a kimenetre is, és pulzáló áramot kapunk a kapcsolódó dióda miatt, amely csak egy irányban vezet, ON és OFF pulzáló helyzetet okozva a kapcsolási ciklus alatt .

A kondenzátor felelős a kompenzáló áram biztosításáért, amikor a dióda kikapcsolt vagy fordított előfeszített állapotban van a kapcsolási ciklusok alatt.

Ez a cikk elmagyarázza a Buck-Boost átalakító állandó állapotú működését folyamatos és szakaszos üzemmódban, bemutatott példaértékű hullámformákkal.

A munkaciklus-kimenet feszültségcsere funkcionalitását a PWM kapcsoló kialakításának bevezetése után mutatjuk be.

Az 1. ábra a buck-boost teljesítmény fokozatának leegyszerűsített vázlata egy meghajtó áramköri blokk hozzáadásával. A főkapcsoló, Q1, egy n csatornás MOSFET. A kimeneti dióda CR1.

Az L induktivitás és a C kondenzátor alkotják a hatékony kimeneti szűrést. Az ESR, RC (egyenértékű soros ellenállás) és az induktor egyenáramú ellenállását (RL) mind elemzik a. Az R ellenállás megfelel a teljesítményfokozat kimenete által azonosított terhelésnek.

A Buck-Boost teljesítményfokozat rendszeres működése során a Q1 folyamatosan be- és kikapcsol, a vezérlő áramkör által vezérelt be- és kikapcsolási időkkel.

Ez a kapcsolási viselkedés lehetővé teszi az impulzusok láncolatát a Q1, CR1 és L találkozásánál.

Annak ellenére, hogy az L induktivitás kapcsolódik a C kimeneti kondenzátorhoz, ha csak a CR1 vezet, akkor sikeres L / C kimeneti szűrő jön létre. Tisztítja az impulzusokat, hogy egyenáramú kimeneti feszültséget kapjon.

Buck-Boost Stage állandó állapot elemzés

A teljesítményfokozat működhet folyamatos vagy szakaszos induktivitási áram beállításakor. A folyamatos induktivitási üzemmódot az induktorban az áram állandóan azonosítja a kapcsolási szekvencia felett, állandó állapotban.

A folytonos induktív áram módot az azonosítja, hogy az induktor áram nulla marad a kapcsolási ciklus egy szakaszában. Nullától kezdődik, egy maximális értékig terjed, és minden kapcsolási mintázat során nullára tér vissza.

Ezt követően a két különféle módszert sokkal részletesebben említjük, és bemutatjuk az induktor értékének modelljavaslatait, hogy fenntartsuk a kiválasztott működési módot, amint a névleges terhelés képességét bemutatjuk. Elég kedvező, ha egy átalakító egyetlen formátumban van, csak az előre jelzett működési körülményei felett, mivel a teljesítményfokozat frekvencia-válasza lényegesen megváltozik a két különféle működési technika között.

Ezzel az értékeléssel n-csatornás tápfeszültségű MOSFET-et alkalmazunk, és a vezérlő áramkör a kaputól a Q1 Forrás termináljaihoz egy pozitív feszültséget (VGS) kapcsol be a FET bekapcsolásához. Az n-csatornás FET alkalmazásának előnye az alacsonyabb RDS (be), azonban a contro áramkör bonyolult, mert szükség van felfüggesztett meghajtóra. Az azonos csomagméretekhez a p-csatornás FET magasabb RDS-értékkel rendelkezik (be), ennek ellenére általában nem szükséges lebegő meghajtó áramkör.

A Q1 tranzisztort és a CR1 diódát egy szaggatott vonallal szemléltetjük, az a, p és c feliratokkal. Alaposan megvitatják a Buck-Boost Power Stage Modellezés részben.

Buck-Boost állandó állapotú folyamatos vezetési mód elemzése

Az alábbiakban ismertetjük az állandó állapotú, folyamatos vezetési módszerrel történő működésnövelést. Ennek a szegmensnek az elsődleges célja az lenne, hogy bemutassa a feszültség-transzformációs kapcsolat levezetését a folyamatos vezetőképes üzemmódú buck-boost teljesítményfokozathoz.

Ez azért lesz jelentõs, mert jelzi, hogy a kimeneti feszültség meghatározása miként történik a munkaciklus és a bemeneti feszültség alapján, vagy éppen ellenkezõleg, hogyan lehet meghatározni a munkaciklust a bemeneti és a kimeneti feszültség függvényében.

Az állandó állapot azt jelenti, hogy a bemeneti feszültség, a kimeneti feszültség, a kimeneti terhelési áram és az üzemi ciklus állandó, a változó értékkel szemben. A nagybetűk általában változó címkékhez kerülnek, hogy az egyensúlyi állapot nagyságát sugallják. Folyamatos vezetési módban a buck-boost konverter kapcsolási ciklusonként néhány állapotot vesz fel.

Az ON állapot minden alkalommal, amikor a Q1 be van kapcsolva, és a CR1 ki van kapcsolva. A kikapcsolt állapot minden alkalommal akkor van, amikor a Q1 KI és a CR1 BE van kapcsolva. Egy könnyű lineáris áramkör szimbolizálhatja mind a két állapotot, amelyben az áramkör kapcsolóit helyettesítő áramkörrel helyettesítik az egyes állapotok során. A két feltétel kapcsolási rajzát a 2. ábra mutatja.

Az ON állapot időszaka D × TS = TON, amelyben D a működési ciklus, amelyet a hajtás áramköre rögzít, a bekapcsolási periódus és az egyetlen teljes kapcsolási szekvencia, Ts időszakának arányában ábrázolva.

Az OFF állapot hossza TOFF néven ismert. Mivel kapcsolási ciklusonként csak néhány feltételt lehet találni a folyamatos vezetési módhoz, a TOFF egyenlő (1 − D) × TS. A nagyságot (1 − D) esetenként D ’-nek nevezzük. Ezeket az időszakokat a hullámalakokkal együtt mutatjuk be a 3. ábrán.

Ha a 2. ábrát nézzük, akkor az ON állapotban a Q1 csökkentett ellenállást (RDS (be)) kínál a lefolyásától a forrásig, és kisebb VDS = IL × RDS (be) feszültségesést mutat.

Ezenkívül van egy kis feszültségesés az induktor egyenáramú ellenállásán, amely megegyezik az IL × RL értékkel.

Ezáltal a bemeneti feszültség, VI, mínusz hiány (VDS + IL × RL) az induktoron keresztül kerül felhelyezésre, az L. CR1 ebben az időszakban KI van kapcsolva, mivel fordított torzítású lenne.

Az induktív áram, az IL, a VI bemeneti tápfeszültségből a Q1 útján és a föld felé halad. Az ON állapotban az induktoron felvett feszültség állandó és megegyezik a VI - VDS - IL × RL értékkel.

A 2. ábrán bemutatott áram IL polaritási normáját követve az induktív áram fokozódik a végrehajtott feszültség miatt. Továbbá, mivel az alkalmazott feszültség alapvetően következetes, az induktor áram lineárisan emelkedik. Az induktor áramának ezt a növekedését a TON során a 3. ábra szemlélteti.

Az induktivitási áram fokozásának szintjét általában a jól ismert képlet alkalmazásával határozzák meg:

Az induktor áramának emelkedése az ON állapot alatt a következőképpen jelenik meg:

Ezt a nagyságot, a ΔIL (+), induktív hullámáramnak nevezzük. Figyelje meg továbbá, hogy ezen az intervallumon keresztül a kimeneti terhelési áram minden bitje a C kimeneti kondenzátorral érkezik.

A 2. ábrára hivatkozva, miközben a Q1 KI van kapcsolva, megnövelt impedanciát kínál a lefolyótól a forrásig.

Következésképpen, mivel az L induktorban futó áram nem képes azonnal beállítani, az áram Q1-ről CR1-re vált. A reduktív induktív áram eredményeként az induktoron átmenő feszültség megfordítja a polaritást, amíg a CR1 egyenirányító előre torzul és befordul.

Az L keresztirányban összekapcsolt feszültség (VO - Vd - IL × RL) értékre változik, amelyben a Vd nagyságrend a CR1 elõzõ feszültségesése. Az induktív áram, IL, ezen a ponton a kimeneti kondenzátor és a terhelési ellenállás elrendezésétől a CR1-en keresztül és a negatív vonal felé halad.

Figyelje meg, hogy a CR1 és az induktor áramkeringésének útja igazolja, hogy a kimeneti kondenzátorban és a terhelési ellenállás csoportosításában futó áram mínusz feszültséghez vezet a VO-hoz. KI állapotban az induktoron keresztül csatlakoztatott feszültség stabil és megegyezik (VO - Vd - IL × RL) értékkel.

Megtartva a szintén polaritási konvenciónkat, ez a csatlakoztatott feszültség mínusz (vagy a bekapcsolt feszültségtől az ON idő folyamán polaritással ellentétes), annak a ténynek köszönhetően, hogy a VO kimeneti feszültség negatív.

Ezért az induktoráram az egész OFF idő alatt csökken. Továbbá, mivel a csatlakoztatott feszültség alapvetően állandó, az induktivitási áram lineárisan csökken. A TOFF során az induktív áramnak ezt a csökkenését a 3. ábra vázolja.

Az induktor áramának csökkentését a KI helyzetben a következők biztosítják:

Ezt a nagyságot, ΔIL (-) nevezhetjük az induktor hullámosságának. Stabil állapotban az áram emelkedésének (ΔIL (+) az ON idő alatt és a OFF időn keresztüli áramcsökkenésnek (ΔIL (-)) azonosnak kell lennie.

Máskülönben az induktoráram átfogó lendületet vagy csökkentést kínálhat ciklusról ciklusra, ami nem lenne stabil körülmény.

Így ezeket az egyenleteket egyenértékűvé tehetjük és kidolgozhatjuk a VO számára, hogy megszerezzük a folytonos vezetőképességi forma feszültségnövelő feszültségváltási hovatartozását:

A VO meghatározása:

Amellett, hogy a TS helyett TON + TOFF-ot használunk, és D = TON / TS és (1-D) = TOFF / TS-t alkalmazunk, a VO állandó állapotú egyenlete:

Vegye figyelembe, hogy a fentiek leegyszerűsítése során a TON + TOFF állítólag hasonló a TS-hez. Ez csak folyamatos vezetési üzemmód esetén lehet eredeti, amint ezt a szakaszos vezetési mód értékelésében fedezzük fel. Lényeges vizsgálatot kell elvégezni ezen a ponton:

A ΔIL két értékének egymással egyenértékben történő rögzítése pontosan megegyezik az induktor feszültség-másodperceinek kiegyenlítésével. Az induktoron alkalmazott volt-másodpercek az alkalmazott feszültség és az időtartam szorzata, amelyre a feszültséget alkalmazzák.

Ez lehet a leghatékonyabb módszer az azonosítatlan nagyságok, például a VO vagy a D becslésére a közös áramkörparaméterek tekintetében, és ezt a megközelítést gyakran alkalmazzák a cikkben. Az induktív feszültség-másodperces stabilizálása természetes követelmény, és ezt legalább Ohms-törvényként kell felfogni.

A ΔIL (+) és ΔIL (-) fenti egyenleteiben a kimeneti feszültségnek implicit módon állítólag konzisztensnek kellett lennie mindenféle váltakozó áramú hullámfeszültség nélkül az ON és az OFF periódus alatt.

Ez elfogadott leegyszerűsítés, és pár egyéni kimenetet von maga után. Először is, úgy gondoljuk, hogy a kimeneti kondenzátor megfelelő méretű, hogy feszültségátalakítása minimális legyen.

Másodszor, az ESR kondenzátor feszültségét minimálisnak kell tekinteni. Ezek a feltételezések jogosak, mivel a váltakozó áramú hullámfeszültség határozottan lényegesen alacsonyabb lesz, mint a kimeneti feszültség DC-része.

A VO fenti feszültségváltozása azt az igazságot bizonyítja, hogy a VO módosítható a D ciklus finomhangolásával.

Ez a kapcsolat a nullához közelít, amikor D nullához közeledik, és anélkül emelkedik, hogy D nullához közeledne. A tipikus leegyszerűsítés szerint a VDS, Vd és RL elég aprók ahhoz, hogy elhanyagolják őket. Ha a VDS, Vd és RL értékeket nullára állítja, akkor a fenti képlet érezhetően leegyszerűsödik:

Egy kevésbé bonyolult, kvalitatív módszer az áramkör működésének leképezésére az induktivitást mint energiatároló alkatrészt tekintenénk. Minden alkalommal, amikor a Q1 be van kapcsolva, az energiát öntik az induktorra.

Amíg a Q1 ki van kapcsolva, az induktor energiájának egy részét visszajuttatja a kimeneti kondenzátorba és a terhelésbe. A kimeneti feszültséget a Q1 bekapcsolási idejének megállapításával szabályozzuk. Például a Q1 bekapcsolási idejének emelésével felerősödik az induktorra küldött teljesítmény mennyisége.

Ezután a Q1 kikapcsolási ideje alatt további energiát juttatnak a kimenethez, ami megnöveli a kimeneti feszültséget. A Buck teljesítményfokozattal ellentétben az induktor áramának tipikus nagysága nem azonos a kimeneti árammal.

Az induktoráram és a kimeneti áram társításához a 2. és a 3. ábrát szemlélve vegye figyelembe, hogy az induktoráram a kimenethez kizárólag a teljesítményfokozat kikapcsolt állapotában van.

Ez az egész kapcsolási sorrendre átlagolt áram megegyezik a kimeneti árammal, mivel a kimeneti kondenzátorban lévő hozzávetőleges áramnak nullának kell lennie.

Az átlagos induktivitási áram és a kimeneti áram közötti kapcsolatot a folyamatos üzemmódú buck-boost teljesítményfokozatban a következők biztosítják:

Egy másik jelentős szempont az a tény, hogy a tipikus induktivitási áram arányos a kimeneti árammal, és mivel az induktor hullámossága, a ΔIL, nem függ a kimeneti terhelés áramától, az induktív áram minimális és legnagyobb értéke pontosan követi az átlagos induktivitási áramot.

Például, ha az átlagos induktivitási áram 2A-val csökken a terhelés áramának csökkenése miatt, akkor ebben az esetben az induktív áram legalacsonyabb és legnagyobb értéke 2A-val csökken (figyelembe véve a folyamatos vezetési módot).

A folyamatban lévő értékelés a folyamatos növelésű teljesítményfokozat működésének folyamatos induktív áramú módban történő elvégzésére vonatkozott. A következő szakasz az állandó állapotú funkcionalitás magyarázatát mutatja szakaszos vezetési módban. Az elsődleges eredmény a feszültség-átalakítási viszony levezetése a szakaszos vezetőképességi üzemmód buck-boost teljesítményfokozatához.

Buck-Boost állandó állapotú szünetmentes vezetési mód értékelése

Ezen a ponton megvizsgáljuk, hogy mi történik ott, ahol a terhelési áram csökken és a vezetési mód a folyamatosról a folytonosra vált.

Ne feledje a folyamatos vezetési módot, az átlagos induktivitási áram követi a kimeneti áramot, vagyis abban az esetben, ha a kimeneti áram csökken, ebben az esetben az átlagos induktivitási áram is csökken.

Ezenkívül az induktoráram legalacsonyabb és legmagasabb csúcsa pontosan követi az átlagos induktivitási áramot. Abban az esetben, ha a kimeneti terhelés áramát az alapáram alá csökkentik, az induktivitási áram nulla lenne a kapcsolási szekvencia egy részén.

Ez nyilvánvalóvá válik a 3. ábrán bemutatott hullámformákból, mert a hullámáram csúcs-csúcs szintje nem képes megváltozni a kimeneti terhelés áramaival.

Buck-boost teljesítményfokozatban, ha az induktoráram nulla alá próbál kerülni, akkor egyszerűen nullára áll (a CR1 egyirányú árammozgása miatt), és ott folytatja a következő kapcsolási művelet kezdetéig. Ezt a munkamódot szakaszos vezetési módnak nevezik.

A bekapcsolásnövelő áramkör megszakítás nélküli vezetési formában történő teljesítményfokozatának három megkülönböztető állapota van minden kapcsolási cikluson keresztül, ellentétben a folyamatos vezetési formátum 2 állapotával.

Az induktor áramállapotát, amelyben a teljesítményfokozat a periférián van a folyamatos és szakaszos beállítás között, a 4. ábra mutatja.

Ebben az induktoráram egyszerűen nullára omlik, míg a következő kapcsolási ciklus közvetlenül az áram elérése után kezdődik. Figyeljük meg, hogy az IO és az IO (Crit) értékeit a 4. ábra tartalmazza, mivel az IO és IL ellentétes polaritásokat tartalmaznak.

A kimeneti terhelés áramának további csökkentése a teljesítményfokozatot szakaszos vezetési mintára állítja. Ezt a feltételt az 5. ábra szemlélteti.

A szakaszos üzemmódú teljesítményfokozatú frekvencia-válasz meglehetősen különbözik a folyamatos üzemmódú frekvencia-választól, amelyet a Buck-Boost teljesítményfokozat-modellezés szegmens mutat be. Ezenkívül a bemenet-kimenet kapcsolat meglehetősen változatos, ahogyan ezt az oldal levezetését bemutatjuk:

A megszakítás nélküli vezetési mód buck-boost teljesítményfokozatú feszültségváltási arányának származtatásának megkezdéséhez emlékezzen arra, hogy három megkülönböztető állapota van, amelyeket az átalakító a folytonos vezetési mód funkcionalitása révén figyelembe vesz.

Az ON állapot akkor van, amikor Q1 be van kapcsolva, és a CR1 ki van kapcsolva. A KI állapot akkor van, amikor Q1 KI és CR1 BE van kapcsolva. Az IDLE feltétel akkor van, amikor mindegyik Q1 és CR1 ki van kapcsolva. A kezdeti két feltétel nagyon hasonlít a folyamatos üzemmód helyzetéhez, és a 2. ábra áramkörei relevánsak, eltekintve attól, hogy a TOFF ≠ (1 − D) × TS. A kapcsolási szekvencia többi része az IDLE állapot.

Ezenkívül a kimeneti induktor egyenáramú ellenállása, a kimeneti dióda előrefeszültség-esése, valamint a teljesítmény MOSFET ON-állapotú feszültségesése általában elég percnyi ahhoz, hogy figyelmen kívül hagyja.

Az ON állapot időtartama TON = D × TS, ahol D a vezérlő áramkör által rögzített munkaciklus, amelyet a bekapcsolási idő és egy teljes kapcsolási szekvencia (Ts) idejének arányában jelezünk. A kikapcsolt állapot hossza TOFF = D2 × TS. Az IDLE periódus a kapcsolási minta többi része, amelyet TS - TON - TOFF = D3 × TS formában mutatunk be. Ezeket az időszakokat a 6. ábra hullámalakjaival állítjuk össze.

Az átfogó leírás ellenőrzése nélkül az alábbiakban felsoroljuk az induktor áramának emelkedését és csökkenését. Az induktor áramának emelkedését az ON állapotban a következő adja ki:

A hullámáram mennyisége, ΔIL (+), szintén az Ipk csúcsinduktivitás-áram, mivel megszakítás nélküli üzemmódban az áram minden ciklusnál 0-nál kezdődik. Az induktor áramcsökkenését a KI állapotban az alábbiak mutatják be:

A folyamatos vezetési üzemmódhoz hasonlóan az áram emelkedése, ΔIL (+) az ON idő és az áramcsökkentés során, míg a OFF idő alatt az ΔIL (-) azonos. Így ezeket az egyenleteket meg lehet egyenlíteni és címezni a VO számára, hogy megszerezzük a két egyenlet kezdőbetűjét, amelyet a feszültség-átalakítási arány megoldására használunk:

Ezután meghatározzuk a kimeneti áramot (a VO kimeneti feszültség osztva az R kimeneti terheléssel). Ez az induktoráram egy kapcsolási szekvenciájának átlaga abban az időben, amikor a CR1 vezetőképessé válik (D2 × TS).

Itt cserélje le az IPK (ΔIL (+)) kapcsolatát a fenti egyenletre a megszerzéséhez:

Ezért két egyenletünk van, az egyik az imént levezetett kimeneti áramra (VO osztva R-vel) és a kimeneti feszültségre, mindkettő a VI, D és D2 vonatkozásában. Ezen a ponton kibontjuk a D2 egyes képleteit, valamint rögzítjük a két egyenletet egymással egyenértékben.

A kapott egyenlet felhasználásával beszerezhető a kimeneti feszültség (VO) illusztrációja. A szakaszos vezetőképes üzemmódban bekövetkező feszültség-transzformációs hovatartozást a következők írják:

A fenti kapcsolat az egyik fő eltérést mutatja a két vezetési mód között. Szakaszos vezetési mód esetén a feszültségváltozás összefüggése a bemeneti feszültség, az üzemi ciklus, a teljesítményfokozat induktivitása, a kapcsolási frekvencia és a kimeneti terhelés ellenállásának függvénye.

Folyamatos vezetési mód esetén a feszültségváltó kapcsolatot csak a bemeneti feszültség és az üzemi ciklus befolyásolja. A hagyományos alkalmazásokban a buck-boost teljesítményfokozatot a folyamatos vezetési mód vagy a szakaszos vezetési mód közül választhatják. Egy adott felhasználáshoz egy vezetési módot választanak, miközben a teljesítményfokozatot az azonos üzemmód fenntartása érdekében készítik el.