A bejegyzés részletezi a teljesítménytényező-korrekciós áramkör vagy a PFC-áramkör konfigurálásának különböző módszereit az SMPS-tervekben, és elmagyarázza ezeknek a topológiáknak a legjobb gyakorlati lehetőségeit, hogy azok megfeleljenek a modern PFC-korlátozási irányelveknek.
A hatékony áramellátási áramkörök megtervezése soha nem volt ilyen egyszerű, azonban az idők folyamán a kutatók képesek voltak megoldani a legtöbb vonatkozó kérdést, és ugyanezen vonalakban a modern SMPS-terveket is a lehető legjobb eredményekkel optimalizálják, köszönhetően a kialakulóban lévő szabályozási szabványok, amelyek fontos szerepet játszottak a korszerű tápegységek szigorúbb minőségi paramétereinek bevezetésében.
PFC irányelvek
A modern energiaellátási minőségi korlátozásokat meglehetősen agresszíven határozzák meg, a gyártók, a beszállítók és más érintett irányító testületek erőfeszítéseivel együtt.
A modern tápellátási tervek számára megállapított számos minőségi paraméter közül az IEC 61000-3-2 szabályok kötelező követelménynek nyilvánították a teljesítménytényező korrekció korrekciót (PFC), amely valójában harmonikus törlés formájában történik.
Ennek köszönhetően a tervezők kénytelenek keményebb kihívásokkal szembesülni az áramellátási tényezők korrekciós szakaszainak megtervezésében annak érdekében, hogy megfeleljenek ezeknek a szigorú modern törvényeknek, és az áramellátás egyre inkább félelmetes legyen specifikációival és alkalmazási körével, strukturálva a megfelelő PFC áramköröket nem könnyebb a sok gyártó számára az arénában.
A bemutatott oktatóanyagok kifejezetten azoknak a szövetségeknek és szakembereknek szólnak, akik foglalkoznak gyártással vagy flyback SMPS tervezés hogy megkönnyítsék őket a legideálisabb PFC-tervekkel és számításokkal, az egyéni igényeiknek megfelelően.
Az oktatóanyagok között szereplő beszélgetések segítenek a PFC áramkörök megtervezésében még jelentősen nagyobb egységek számára is, akár 400 wattos, 0,75 amperes tartományban is.
Az olvasók lehetőséget kapnak arra is, hogy megtanulják az egylépcsős izolált konverterek kiválasztását, amely LED-meghajtókat is tartalmaz. A lépésről lépésre bemutatott oktatóanyag és utasítások, valamint a rendszerszintű összehasonlítások megvilágítják a teljesítmény-elektronika területén aktívan részt vevő számos tervezőt az adott alkalmazás igényeinek legoptimálisabb megközelítésével járjon el
Teljesítménytényező-korrekciós cél
A teljesítménytényező korrekciós áramkör optimalizálása a modern SMPS (kapcsoló üzemmódú tápegység) egységeken belül a közelmúltban fejlődhetett ki számos fejlett releváns integrált áramkör (IC) megjelenése miatt, amely lehetővé tette különféle PFC konstrukciók lefektetését, amelyek specifikusak működési módok és egyedi kihíváskezelési képesség.
Az SMPS topológiák növekedésével a PFC tervezésének és megvalósításának bonyolultsága a napjainkban is súlyosbodott.
Az első bemutatóban megismerjük a tervezés operatív részleteit, amelyet a szakemberek leginkább a korrekcióknak preferálnak.
Alapvetően a teljesítménytényező-korrekció segít optimalizálni a bemeneti áramot az off-line tápegységeken belül, hogy ezek növeljék a rendelkezésre álló hálózati bemenet tényleges teljesítményét.
A normál követelmények szerint egy adott elektromos készüléknek tiszta ellenállású terhelésként kell utánoznia magát, hogy nulla reaktív teljesítmény-fogyasztást tegyen lehetővé.
Ez a feltétel csaknem nulla bemeneti harmonikus áram létrehozását eredményezi, más szóval lehetővé teszi, hogy az elfogyasztott áram tökéletesen egy vonalban legyen a bemeneti tápfeszültséggel fázisban, amely általában szinuszhullám formájában van.
Ez az eredmény megkönnyíti a készüléket, hogy a hálózatról származó „valós energiát” a legoptimálisabb és leghatékonyabb szinten használja fel, ami viszont minimalizálja az árampazarlást és növeli annak hatékonyságát.
Ez a hatékony villamosenergia-felhasználás nemcsak a készüléket mutatja be a lehető leghatékonyabban, hanem a közüzemi vállalatok és a folyamatban részt vevő beruházási eszközök számára is.
A fenti funkció továbbá lehetővé teszi, hogy az elektromos vezetékek mentesek legyenek a felharmonikusoktól és az ebből adódó interferenciától a hálózaton belüli eszközökön.
A fent említett előnyökön kívül a PFC beépítése a modern tápegységekbe szintén megfelel az Európában és Japánban meghatározott, az IEC61000-3-2 szabvány által előírt követelményeknek, amelyeknek minden elektromos berendezésnek meg kell felelnie.
A fent említett feltételt szabályozták a legtöbb olyan elektronikai készülék esetében, amelyek a D osztályú berendezés szabványai szerint 75 watt fölöttiek lehetnek, vagy amelyek még magasabbak, meghatározva a vonalfrekvenciás harmonikusok legmagasabb amplitúdóját, a 39. harmonikáig.
Ezektől a szabványoktól eltekintve a PFC-t más hatékonyság biztosítására is használják, mint például a számítógépek számára létfontosságú Energy Star 5.0, valamint az energiaellátó rendszerek és tévékészülékek számára az Energy Star 2.0 2008 óta.
A teljesítménytényező meghatározása
A PFC vagy teljesítménytényező-korrekció meghatározható a valós teljesítmény és a látszólagos teljesítmény arányaként, és kifejezhető:
PF = Valódi Hatalom / Látszólagos Hatalom, ahol a Valódi Hatás kifejezve
Watt, míg a látszólagos teljesítmény VA-ban van kifejezve.
Ebben a kifejezésben a valós teljesítményt az áram és a feszültség pillanatnyi szorzatának átlagaként határozzák meg egy fázisban vagy ciklusban, míg a látszólagos teljesítményt az áram RMS-értékének tekintik a feszültség szorzatával.
Ez arra utal, hogy valahányszor az áram- és feszültségtársaik szinuszosak és egymással fázisban vannak, az eredő teljesítménytényező 1,0.
Azonban egy olyan állapotban, amikor az áram, a feszültség paraméterei szinuszosak, de nem fázisban vannak, olyan teljesítménytényező keletkezik, amely a fázisszög koszinusa.
A fent leírt teljesítménytényező-feltételek azokra az esetekre vonatkoznak, amikor a feszültség és az áram is tiszta szinusz hullám, olyan helyzettel együtt, amikor a kísérő terhelés olyan rezisztív, induktív és kapacitív komponensekből áll, amelyek természetüknél fogva nem lineárisak, vagyis nem állítja be a bemeneti áram és a feszültség paramétereit.
Az SMPS topológiák általában nem lineáris impedanciát vezetnek be a hálózati vezetékbe áramkörének fentebb kifejtett jellege miatt.
Hogyan működik az SMPS
Az SMPS áramkör alapvetően tartalmaz egy egyenirányító fokozatot a bemeneten, amely lehet félhullámú vagy teljes hullámú egyenirányító, valamint egy kiegészítő szűrőkondenzátort, amely a rajta lévő egyenirányított feszültséget a bemeneti szinuszhullám csúcsszintjéig tartja a következő csúcs időpontjáig. szinusz hullám jelenik meg, és megismétli ennek a kondenzátornak a töltési ciklusát, aminek eredményeként a szükséges állandó állandó feszültség feszül át rajta.
Ez a kondenzátor töltési folyamata az AC minden csúcsciklusánál megköveteli, hogy a bemenetet elegendő árammal kell ellátni az SMPS terhelésfelvételének teljesítéséhez, ezen csúcsintervallumok között.
A ciklus úgy valósul meg, hogy gyorsan egy nagy áramot juttatunk a kondenzátorba, amelyet kisütés útján a terhelésre visszavezetünk a következő csúcsciklus eléréséig.
Ehhez az egyenetlen töltési és kisütési mintához ajánlott, hogy a kondenzátor impulzusárama 15% -kal nagyobb legyen, mint a terhelés átlagos követelménye.
A fenti ábrán láthatjuk, hogy a jelentős torzítás ellenére a feszültség és az áram paraméterei láthatóan fázisban vannak egymással.
Ha azonban a fentiekre alkalmazzuk a „fázisszög koszinusz” kifejezést, akkor téves következtetésre lehetne következtetni azzal kapcsolatban, hogy a tápegység 1,0 teljesítménytényezője
A felső és az alsó hullámforma jelzi az áram harmonikus tartalmának mennyiségét.
Itt az „alapvető harmonikus tartalmat” jelölik a 100% -os amplitúdóval összehasonlítva, míg a magasabb harmonikusokat az alapvető amplitúdó kiegészítő százalékaként mutatják be.
Mivel azonban a valódi teljesítményt csak az alapkomponens határozza meg, míg a többi kiegészítő harmonikus csak a látszólagos erőt képviseli, a tényleges teljesítménytényező meglehetősen alacsonyabb lehet 1,0-nél.
Ezt az eltérést a torzítási tényező kifejezéssel hívjuk, amely alapvetően felelős azért, hogy az SMPS egységekben nem egységi teljesítménytényező alakuljon ki.
A valódi és látszólagos erő kifejezése
A valós és a látszólagos erő kapcsolatával foglalkozó általános kifejezés a következőképpen adható meg:
Ahol cosΦ képezi az áram / feszültség hullámformák közötti Φ fázisszögből kialakuló elmozdulási tényezőt, és cosΦ a torzítási tényezőt jelenti.
Az alábbi diagramra hivatkozva olyan helyzetnek lehetünk tanúi, amely tökéletes teljesítménytényező-korrekciót mutat.
Láthatjuk, hogy itt az aktuális hullámforma ideálisan megismétli a feszültség hullámformáját, mivel mindkettő láthatóan fázisban és egymással szinkronban fut.
Ezért itt a bemeneti áram harmonikusait feltételezhetjük, hogy majdnem nulla.
Teljesítménytényező korrekció Harmonikus redukcióval
A korábbi illusztrációkat tekintve nyilvánvaló, hogy a teljesítménytényező és az alacsony harmonikusok szinkronban működnek egymással.
Általánosságban úgy vélik, hogy ha a megfelelő harmonikusokra vonatkozó határértékeket felvázolják, az az elektromos vezetékek bemeneti áramának szennyeződését korlátozhatja azáltal, hogy kiküszöböli a közelben lévő többi készülék zavaró áramzavarait.
Ezért bár a bemeneti áram feldolgozása „teljesítménytényező-korrekciónak” nevezhető, a finomítás kimenő nagysága azt gondolta, hogy ezt a feldolgozást a nemzetközi irányelvek szerinti harmonikus tartalomként értjük.
Az SMPS topológiák esetében általában ez az elmozdulás elem, amely megközelítőleg egységben van, ami a következő összefüggéseket eredményezi a teljesítménytényező és a harmonikus torzítás között.
A THD kifejezés a teljes harmonikus torzulást a káros harmonikusok másodlagos összegeként jelenti az alaptartalom felett, kifejezve a társított harmonikus tartalom relatív súlyát az alapvető megfelelőre vonatkoztatva. A másik egyenlet a THD abszolút alakját és nem a% -os arányban, kifejezve, hogy a THD-nek lényegében nulla kell lennie az egység PF létrehozásához.
A teljesítménytényező korrekciójának típusai
A fenti ábrán látható bemeneti hullámforma jellemző teljesítménytényező-korrekció tipikus „aktív” típusát mutatja be egy SMPS-eszközhöz, amely egy bemeneti egyenirányító konfiguráció és egy szűrőkondenzátor között, valamint egy folyamatot vezérlő PFC integrált áramkörön keresztül vezérli az eljárást a kapcsolódó áramkörökkel együtt. annak biztosítása, hogy a bemeneti áram koherensen kövesse a bemeneti feszültség hullámalakját.
Ez a típusú feldolgozás a modern SMPS áramkörökben alkalmazott legelterjedtebb PFC-típusnak tekinthető, amint az az alábbi ábrán látható.
Ennek ellenére semmiképpen sem kötelező, hogy a javasolt PFC-hez csak „aktív”, IC-ket és félvezetőket használó verziókat alkalmazzanak, másfajta tervezési formák is, amelyek általában a meghatározott előírások alatti ésszerű mennyiségű PFC-t garantálják.
Megfigyelték, hogy valójában egyetlen induktivitás, amely az „aktív” partner helyzetét helyettesíti, eléggé kielégítően képes elutasítani a harmonikusokat a csúcsok vezérlésével és az áram egyenletes, a bemeneti feszültséggel szinkronban történő elosztásával.
Passzív PFC tervezés
A passzív PFC-vezérlésnek ez a formája azonban jelentősen vaskos magú induktivitást igényelhet, ezért alkalmazható olyan alkalmazásokban, amelyekben a tömörség nem az alapvető követelmény. (12. oldal)
Úgy tűnik, hogy a passzív egyinduktor gyors megoldás a PFC számára, de a nagy teljesítményű alkalmazásoknál a méret kezdhet érdektelenné válni, mivel gyakorlatilag nagy méretű.
Az alábbi grafikonon három, 250 wattos PC SMPS variáns bemeneti jellemzőinek vagyunk tanúi, amelyek mindegyike egy aktuális hullámformát képvisel egyenértékű skála tényező mellett.
Könnyen beláthatjuk, hogy a passzív induktor alapú PFC eredménye 33% -kal magasabb áramcsúcsokat mutat, mint az aktív PFC szűrő párjával.
Annak ellenére, hogy ez képes lehet megfelelni az IEC61000-3-2 szabványoknak, határozottan nem lesz egyforma a legutóbbi szigorúbb 0.9PF követelményszabályral, és kudarcot vallana az új szabványoknak megfelelően beállított minőségbiztosítási minőségben.
Alap blokkdiagram
A folyamatos elektronikus piaci tendencia miatt, amikor a réz költségeinek növekedését láthatjuk a mágneses magok folyamatának növekedésével és a modern, sokkal olcsóbb félvezető anyagok bevezetésével együtt, nem lesz meglepetés, ha észrevesszük az aktív PFC megközelítést rendkívül népszerűvé válik, mint a passzív társ.
Ezt a tendenciát pedig úgy lehet érzékelni, hogy a következő jövőben még erősebbé válik, és egyre fejlettebb és továbbfejlesztett PFC megoldásokat kínál a sok SMPS tervező és gyártó számára.
A bemeneti vonal harmonikusainak összehasonlítása az IEC610003-2 szabványokkal
Az alábbi ábrán három különálló 250 wattos PC SMPS eredmény nyomait láthatjuk az IEC6000-3-2 korlátozásokra hivatkozva. A jelzett korlátozás minden D osztályú eszközre, például PC-re, TV-re és monitorukra érvényes.
A bemutatott harmonikus tartalom határértékei az eszközök bemeneti teljesítményének megfelelően vannak rögzítve. A lámpákkal kapcsolatos termékek esetében az ilyen LED-es lámpák, CFL-lámpák általában a C osztályú korlátozásokat követik, amelyek megegyeznek a bemeneti teljesítményhatárokkal.
Más nem hagyományos elektronikai termékek PFC-határértékét a minimális 600 wattos bemeneti teljesítmény arányában állapítják meg.
Ha megnézzük a passzív PFC nyomot, azt találjuk, hogy alig felel meg a beállított korlátozási határnak, csak egy érintés és menés típusú helyzet (a 3. harmonikánál)
A passzív PFC funkciók elemzése
A következő ábrán a passzív PFC áramkör klasszikus példáját láthatjuk, amelyet hagyományos PC tápegységhez terveztek. Figyelemre méltó itt a PFC induktor középső csapjának összekapcsolása a bemeneti vezeték bemeneti feszültségével.
Míg a 220 V-os választási módban (kapcsoló nyitva) az induktor teljes két szakaszát az egyenirányító hálózat teljes hidas egyenirányító áramkörként működik.
110 V-os üzemmódban (kapcsoló bezárva) azonban a tekercsnek csak 50% -a vagy fele hasznosul a megvalósítandó tekercs bal oldali részén keresztül, míg az egyenirányító szakasz most félhullámú egyenirányító-duplikátor áramkörré alakul.
Mivel a 220 V-os választás teljes hullámú egyenirányítás után 330 V körüli értéket generál, ez képezi az SMPS buszbemenetét, és lehetősége van a bemeneti vezeték feszültségének megfelelően jelentősen ingadozni.
Példa áramkör diagramra
Bár ez a passzív PFC kialakítás meglehetősen egyszerűnek és teljesítményével néz ki, néhány figyelemre méltó hátránnyal járhat.
A PFC terjedelmes jellege mellett két másik dolog, amely befolyásolja a teljesítményét, egy olyan mechanikus kapcsoló beépítése, amely a rendszert az egység működtetése során kiszolgáltatottá teszi az esetleges emberi hibákra, valamint az ezzel járó kopás.
Másodszor, a hálózati feszültség nem stabilizálódása viszonylagos hatástalanságot eredményez a költséghatékonyság és a PFC kimenethez kapcsolódó egyenáram-egyenáram átalakítás pontossága terén.
Kritikus vezetési mód (CrM) vezérlők
A kritikus vezetési módnak nevezett vezérlő fokozat, amelyet átmeneti módnak vagy határvezető vezetési mód (BCM) vezérlőnek is neveznek, olyan áramköri konfigurációk, amelyek hatékonyan alkalmazhatók a világítási elektronikai alkalmazásokban. Noha problémamentesek a használhatóságukkal, ezek a vezérlők viszonylag drágák.
Az alábbi 1-8. Ábra egy szokásos CrM vezérlő áramkör kialakítását szemlélteti.
Általában a CrM vezérlő PFC rendelkezik a fent bemutatott áramkörökkel, amelyek a következő pontok segítségével érthetők:
A referencia-szorzó fokozat bemenete megfelelően méretezett jelet kap egy társított hibaerősítő kimenetről, amelynek alacsony frekvenciájú pólusa van.
A szorzó másik bemenetét egy egyenirányított váltóáramú bemenetből kivont stabilizált DC szorítófeszültségre hivatkozva láthatjuk.
Így a szorzóból származó kimenet a hibaerősítő kimenetének relatív egyenáramának és a referenciajelnek az AC bemenetről származó teljes hullámú AC szinuszimpulzusok formájában kapott eredménye.
Ez a szorzó fokozat kimenete teljes hullámú szinusz hullám impulzusok formájában is látható, de megfelelően csökkenthető az alkalmazott hibajel (erősítési tényező) használatával arányosan, mint a bemeneti feszültség referenciája.
Ennek a forrásnak az amplitúdója megfelelően módosított a megfelelő meghatározott átlagos teljesítmény elérése és a megfelelően szabályozott kimeneti feszültség biztosítása érdekében.
Az áram amplitúdójának feldolgozásáért felelős szakasz azt eredményezi, hogy az áram a szorzó kimeneti hullámalakjának megfelelően áramlik, azonban a vonali frekvencia áram jelének amplitúdója (simítás után) várhatóan a fele ennek a szorzónak a referenciájához képest .
Itt az áramalakító áramkörrel végzett műveletek a következőképpen értelmezhetők:
A fenti diagramra hivatkozva a Vref a szorzó fokozatból érkező jelet jelenti, amelyet tovább adunk egy komparátor egyik opampjához, amelynek második bemenetére az aktuális hullámforma jel utal.
Főkapcsolón az induktoron átáramló áram lassan növekszik, amíg a söntön átívelő jel el nem éri a Vref szintet.
Ez arra kényszeríti az összehasonlítót, hogy kimenetét On-ról OFF-ra változtassa, kikapcsolva az áramellátást.
Amint ez megtörténik, az induktoron fokozatosan növekvő feszültség lassan csökken a nulla felé, és miután megérinti a nullát, az opamp kimenet visszaáll és újra bekapcsol, és a ciklus ismétlődik.
Mivel a fenti jellemző neve jelzi, a rendszer vezérlési mintázata soha nem teszi lehetővé, hogy az induktoráram az előre meghatározott határérték fölött lőjön a folytonos és a szakaszos kapcsolási üzemmódokban.
Ez az elrendezés segít megjósolni és kiszámítani az opampból származó kimenet átlagos csúcsáramszintje közötti kapcsolatot. Mivel a válasz háromszög alakú hullámok formájában történik, a hullámalak átlaga pontosan jelzi a háromszög hullámalakjának tényleges csúcsainak 50% -át.
Ez azt jelenti, hogy a háromszög hullámok aktuális jelének eredő átlagértéke = induktív áram x R értelem, vagy egyszerűen az opamp előre beállított referenciaszintjének (Vref) felét tenné.
A fenti elvet alkalmazó szabályozók frekvenciája függ a hálózati feszültségtől és a terhelési áramtól. A frekvencia magasabb vonali feszültségnél jóval magasabb lehet, és változhat, mivel a vonalbemenet változik.
Frekvencia szorítású kritikus vezetési mód (FCCrM)
Annak ellenére, hogy népszerű a különböző ipari tápegységek PFC vezérlő alkalmazásaiban, a fentiekben ismertetett CrM vezérlő magában rejti néhány hátrányát.
Az ilyen típusú aktív PFC vezérlés legfőbb hibája a frekvencia instabilitása a vonal és a terhelés viszonyaihoz képest, amely a frekvencia növekedését mutatja könnyebb terhelések és magasabb hálózati feszültségek mellett, és miközben minden egyes alkalommal, amikor a bemenő szinuszhullám megközelíti a nulla keresztezést.
Ha ezt a problémát frekvenciaszorító hozzáadásával próbálják kijavítani, akkor torz áramú hullámformájú kimenetet eredményez, ami elkerülhetetlennek tűnik annak a ténynek köszönhetõen, hogy a „Ton” változatlan marad ennél az eljárásnál.
Azonban egy alternatív technika kifejlesztése segít a valódi teljesítménytényező-korrekció elérésében még szakaszos üzemmódban (DCM) is. A működés elve az alábbi ábrán és a mellékelt egyenletekkel tanulmányozható.
A fenti diagramra hivatkozva a tekercs csúcsárama a következő megoldással értékelhető:
Az átlagos tekercsáram a kapcsolási ciklusra vonatkoztatva (amelyet emellett feltételezünk az adott kapcsolási ciklus pillanatnyi vonali áramaként, annak a ténynek köszönhetően, hogy a kapcsolási frekvencia általában magasabb, mint az a vonali frekvencia, amelyen a hálózati feszültség változása zajlik ), a következő képlettel fejezzük ki:
A fenti kapcsolat és a kifejezések egyszerűsítésének kombinálása a következőket eredményezi:
A fenti kifejezés egyértelműen jelzi és arra utal, hogy ha olyan eljárást valósítunk meg, amelyben egy algoritmus gondoskodik a ton.tcycle / Tsw állandó szinten tartásáról, ez lehetővé tenné számunkra, hogy szinuszhullámú áramot is elérjünk, egységességi tényezővel, még a szakaszos szakaszokban is. üzemmód.
Bár a fenti megfontolások a javasolt DCM-vezérlő technika néhány különös előnyét tárják fel, úgy tűnik, hogy ez nem az ideális választás a kapcsolódó magas csúcsáram miatt, amint azt a következő táblázat bemutatja:
Az ideális PFC-feltételek elérése érdekében ésszerű megközelítés lenne egy olyan feltétel megvalósítása, amelyben a DCM és a Crm működési módokat egyesítik, hogy e két partner közül a legjobbat fejjék ki.
Ezért, ha a terhelési körülmények nem nehézek, és a CrM nagy frekvencián működik, az áramkör DCM üzemmódra vált, és abban az esetben, ha a terhelési áram nagy, akkor a Crm feltételnek fennmaradhat, hogy az áram csúcsai nem hajlamosak átlépni a nemkívánatos magas határokat.
Ez a fajta optimalizálás a két javasolt vezérlési mód között a következő ábrán látható legjobban, ahol a két vezérlési mód előnyeit egyesítik a legkívánatosabb megoldások elérése érdekében.
Folytatja a vezetési módot
A PFC folyamatos vezetési módja meglehetősen népszerűvé válhat az SMPS kivitelekben, rugalmas alkalmazási jellemzőik és hatótávolságuk, valamint a hozzájuk kapcsolódó számos előny miatt.
Ebben az üzemmódban az aktuális csúcsfeszültséget alacsonyabb szinten tartják, ami minimálisra csökkenti a kapcsolási veszteségeket a releváns komponenseken belül, továbbá a bemeneti hullámosság minimális szinten, viszonylag állandó frekvenciával jelenik meg, ami viszont sokkal egyszerűbbé teszi a simítási folyamatot ugyanaz.
A CCM típusú PFC-hez kapcsolódó következő tulajdonságokat kissé részletesebben kell megvitatni.
Vrms2 vezérlés
Az egyik létfontosságú jellemző a legtöbb PFC-tervezés általánosan alkalmazott alkalmazásakor a referenciajel, amelynek a javított bemeneti volázs lépcsős lefelé történő imitációjának kell lennie.
A bemeneti feszültség ezen minimalizált egyenirányított egyenértékét végül az áramkörben alkalmazzák a kimeneti áram megfelelő hullámalakjának kialakításához.
Amint azt fentebb tárgyaltuk, ehhez a művelethez általában egy szorzó áramköri fokozatot alkalmaznak, de mivel tudjuk, hogy egy szorzó áramkör szakasz viszonylag kevésbé költséghatékony lehet, mint egy hagyományos twn bemenetű szorzó rendszer.
Az alábbi ábra egy klasszikus példa elrendezést szemléltet, amely folyamatos üzemmódú PFC megközelítést mutat be.
Mint látható, itt a boost konvertert egy átlagos áram-üzemmódú PWM segítségével indítják el, amely felelőssé válik az induktív áram (az átalakító bemeneti áramának) méretezéséért, a V (i) parancsáramra hivatkozva. , amely az V (in) bemeneti feszültség kicsinyített ekvivalensének tekinthető a VDIV arányának.
Ez úgy valósul meg, hogy a hibafeszültség jelét elosztjuk a bemeneti feszültségjel négyzetével (amelyet a Cf kondenzátor simít el, annak érdekében, hogy egy egyszerűsített méretezési tényezőt hozzunk létre a bemeneti feszültségszintre vonatkoztatva).
Bár kissé kényelmetlen lehet látni, hogy a hibajelet elosztják a bemeneti feszültség négyzetével, ennek az intézkedésnek az az oka, hogy létrehoz egy hurokerősítést (vagy egy átmeneti függő választ), amely nem alapulhat a bemeneti feszültségen. kioldás.
A nevezőnél a feszültség négyzete semlegesíti a Vsin értékét, a PWM vezérlő átviteli funkciójával együtt (az indukror aktuális gráf meredekségének arányossága a bemeneti feszültséggel).
A PFC ezen formájának azonban az egyik hátránya a szorzó rugalmassága, amely ezt a fázist kissé túltervezi, különösen az áramkör energiakezelési szakaszait, így még a legrosszabb esetekben is fenntartja az energiaeloszlást.
Átlagos jelenlegi üzemmód vezérlés
A fenti ábrán láthatjuk, hogy az V (i) szorzóból előállított referenciajel hogyan jelzi a hullámforma alakját és a PFC bemeneti áram skálázási tartományát.
A jelzett PWM szakasz felelős azért, hogy az átlagos bemeneti áram megfeleljen a referenciaértéknek. Az eljárást egy átlagos áramerősség-vezérlő szakaszon keresztül hajtják végre, amint az az alábbi ábrán látható.
Az átlagos árammód vezérlés alapvetően az átlagos áram (bemenet / kimenet) szabályozására van konfigurálva, az Icp vezérlőjelre hivatkozva, ami viszont egy alacsony erősségű egyenáramú hurok alkalmazásával jön létre egy hibaerősítő áramkör szakaszán keresztül, és ez nem más, mint a Vi jelnek megfelelő ekvivalens áram, amelyet a korábbi ábra mutat be.
A színpadi áramerősítő áramintegrátorként, valamint hibaerősítőként működik a hullámforma szabályozása érdekében, míg az Rcp-ben keletkező Icp jel felelős a DC bemeneti feszültségszabályozás végrehajtásáért.
Az áramerősítő lineáris válaszának biztosítása érdekében a bemenetének hasonlónak kell lennie, ami azt jelenti, hogy az R-ben (shunt) generált potenciálkülönbségnek hasonlónak kell lennie az Rcp körül keletkező feszültséggel, mert nem lehet egyenáramunk a az áramerősítő nem invertáló ellenállásának bemenete.
Az áramerősítő által generált kimenetnek feltételezhetően „alacsony frekvenciájú” hibajelnek kell lennie, amely a sönt átlagos áramától, valamint az Isp jelétől függ.
Most egy oszcillátor generál egy fűrészfogat, amelyet a fenti jel összehasonlításához használnak, ugyanúgy, mint a feszültség üzemmód vezérlésének kialakításakor.
Ennek eredményeként PWM-ek jönnek létre, amelyeket a fent említett két jel összehasonlításával határozunk meg.
Fejlett PFC megoldások
A fentiekben tárgyalt PFC-vezérlés különféle módszerei (CrM, CCM, DCM) és azok változatai változatos lehetőségeket kínálnak a tervezőknek a PFC-áramkörök konfigurálására.
Ezen lehetőségek ellenére azonban a hatékonyság szempontjából jobb és fejlettebb modulok elérésének következetes keresése lehetővé tette ezen alkalmazások kifinomultabb kialakításának diagnosztizálását.
Többet is megbeszélünk erről, mivel ez a cikk frissül a témával kapcsolatos legújabb információkkal.
Előző: Hogyan válasszuk ki a megfelelő töltőt a Li-Ion akkumulátorhoz Következő: Solar E riksa áramkör
